Der Sprachkanal einer Sprechfunkverbindung wird bei analoger Übertragung nie vollständig ausgenutzt. Der Frequenzbereich unterhalb von etwa 300Hz wird daher bereits zur Übertragung von Subtönen nach dem CTCSS- oder DCS-Verfahren verwendet, mit denen einfache Selektivrufsysteme aufgebaut werden können. Ein robustes Verfahren, das sowohl zur Übertragung von Amateurfunk-spezifischen Daten oder für Telemetrieinformationen automatischer Stationen, aber auch von beliebigen anderen Daten über ungenutze Frequenzbereiche analoger Übertragungskanäle verwendet werden kann, wird in diesem Beitrag vorgestellt.
1. Einleitung
Die Bandbreite eines analogen Übertragungskanals ist natürlich für jeden Anwendungsfall auf das Nötigste begrenzt, um eine möglichst effiziente Nutzung des Frequenzspekrtums und der Sendeenergie zu ermöglichen. Analoge Trägerfrequenz-Übertragungsysteme machten es notwendig, für jeden Sprachkanal zusätzlich Signalisierungs- und Pilottöne zu übertragen, die das Nutzsignal - z.B. ein Telefongespräch - jedoch nicht stören durften. Man schränkte dazu den Sprachfrequenzbereich am unteren und oberen Ende etwas ein. So hat sich als guter Kompromiß zwischen Verständlichkeit und Bandbreite bei der Sprachübertragung der Spektralbereich von 300Hz bis 3,4kHz als Standard heraus gebildet, der auch in der Funktechnik verwendet wird.
Das Bild zeigt die NF-Bandbreite eines Funkkanals und deren spektrale Ausnutzung für einzelne Dienste. CTCSS /1/ nutzt einen Teil des Frequenzbereichs unterhalb des Sprachspektrums aus, um mit konstanten Subtönen einfache Selektivrufe zu ermöglichen. Darauf aufbauend existiert im gleichen Subtonbereich, aber mit abweichenden Frequenzen, mit DCS /2/ ein digital arbeitendes System, das auch zur einfachen Datenübertragung verwendet werden kann.
Das hier vorgestellte STT-System erweitert die Möglichkeiten der digitalen Übertragung und ist speziell auf die Erfordernisse des Amateurfunks ausgerichtet, wo sowohl einzelne digitale Informationen, als auch analoge Werte, Rufzeichen, Ortsinformationen und kurze Infos erforderlich sind. STT hat die folgenden Daten:
- Trägerfrequenz 35,1Hz, moduliert in 4-DPSK
- STT-Spektralbereich: etwa 1Hz bis 70Hz (3 bis 140Hz ohne Optimierung) bei -26dB Unterpegel
- Feste Kopplung zwischen Träger und Bitrate: 2Bit/Trägerperiode
- HDLC-ähnliche, synchrone, fehlergesicherte Übertragung mit 8Bit-CRC nach CCITT
- Paketgrösse auf maximal 64 Nutzbytes begrenzt
- Transparente Datenkomprimierung von ASCII-Zeichen auf 67%
- Netto-Übertragungsrate maximal 70bps
- Low-Level Ergänzung zu APRS, Funkruf und Telemetriesystemen mit typ. 1Paket/s
- Überwachung automatischer Stationen (Baken, FM-Relais, etc)
- Selektivruf mit Rufzeichenauswertung
- Fernsteuerung und Fernbedienung von automatischen Funkstellen
- transparentes Modem für kleine Datenraten
- Störungsfreier paralleler Betrieb auf einem NF-Übertragungskanal möglich
Dieser Beitrag beschreibt den technischen Aufbau des STT-Systems von der Modulation bis zur Codierung. Praktische Anwendungen des Systems sind in weiter führenden Artikeln am Ende angegeben.
2. Modulation
Die Übertragung erfolgt durch Phasenmodulation eines 35,1Hz-Hilfsträgers. Dabei sind nur vier Phasensprünge (0°, 90°, 180° und 270°) erlaubt. Davon abweichende Phasenlagen werden vom Dekoder zur am nächsten liegendenden Phasenlage synchronisiert. Ein Phasensprung darf nur ein Mal pro Trägerschwingung (28,5ms) erfolgen. Er codiert damit zwei Datenbit auf der Bit-Ebene. Die Codierung erfolgt auf der Grundlage der zuletzt übertragenden Phasenlage. Sie wird bei jedem Modulationsvorgang als neue Referenzphase genommen, von der aus der nächste Phasensprung erfolgt. Diese Modulation wird als DPSK /3/ (Difference-Phase-Shift-Keying) bezeichnet. Sie ist der QPSK /4/ ähnlich, die jedoch anders erzeugt wird. Da es vier mögliche Träger-Phasenlagen gibt, lautet die genaue Bezeichnung 4-DPSK.
Die folgende Tabelle gibt die Zuordnung zweier aufeinander folgender Bit - ein Dibit - zu den Phasensprüngen des modulierten Trägers an:
Die in der Tabelle angegebene Signalfrequenz entsteht, wenn in zwei aufeinander folgenden Trägerperioden der entsprechende Phasensprung moduliert wird. Da bei der Modulation zugleich eine analoge Signalaufbereitung erfolgt, werden hochfrequente Spektralanteile reduziert, indem nicht relevante Signalverläufe am Anfang und am Ende einer Trägerperiode in Abhängigkeit von der nächsten modulierten Trägerphase geglättet werden.
Die als Beispiel angenommene Nutzdaten-Dibit-Folge 00001101000110... wird dann wie folgt moduliert:
Der obere Signalverlauf zeigt alle Phasensprünge bei einem sinusförmigen Träger. Bei der Modulation treten harte Phasensprünge um bis zu 180° auf, die sich in einem hohen Anteil von Seitenlinien im NF-Spektrum bemerkbar machen und zu hörbaren Störungen (einem Prasseln) führen können.
Glättet man die Phasensprünge (die Flanken sind hier aus gespiegelten Teilstücken der ersten 90° einer 70,2Hz-Schwingung zusammen gesetzt), so verliert man keine Information, da alle Nulldurchgänge eindeutig erhalten bleiben. Bei Modulation mit einer Zufalls-Dibitfolge bildet sich im Signalspektrum nun eine Nullstelle (Marker: x) bei der doppelten Trägerfrequenz (hier 70,1Hz) aus. Rechts und links davon entsteht ein Seitenband, dessen höhere Anteile ab der zweiten Nullstelle (hier 140,2Hz) vernachlässigt werden können. Störungen im NF-Nutzkanal und im oberen CTCSS-Bereich werden daduch bereits vermieden:
Betrachtet man die unter dem Signalverlauf stehende äquivalente Binärfolge des Trägersignals, die immer aus vier Samples besteht, so findet man stets die gleichen vier Muster (in der Tabelle grün unterlegt), obwohl theoretisch 16 Muster möglich wären. Alle anderen 12 Abtastwerte können bei der Modulation nie auftreten!
Bei der Demodultion hilft diese Eigenschaft, um die richtige Phasenlage der Abtastung aus vier Möglichkeiten einstellen zu können. Bei korrekter Phasenlage haben die Muster des Trägersignals folgende Bedeutung:
3. Optimierte DPSK
Das Modulationsspektrum lässt sich noch weiter reduzieren, wenn man die bei einigen 90° Phasensprüngen auftretenden einzelnen 0- oder 1-Abtastbits entfernt bzw. komplementiert. Wie bereits dargelegt, können prinzipiell nur vier verschiedene Modulationsmuster auftreten: 0011, 1001, 1100 und 0110. Sie haben jeweils eine Phasenverschiebung von 90°. Kombiniert man jedes dieser Muster mit allen anderen Mustern, so gibt es 16 Möglichkeiten (in der Tabelle gelb hinterlegt), die durch 6 modifizierte Doppelfolgen mit weniger schnellen Bitwechseln umkehrbar eindeutig ersetzt werden können.
Jedes rechts in einer modifizierten Doppelfolge auftretende neue 4er-Muster muss aber erneut überprüft werden! Daraus ergeben sich dann weitere 8 Kombinationsmöglichkeiten (blau hinterlegt), die zu 4 weiteren Modifikationen führen. Man findet auf diese Weise insgesamt 10 Doppelfolgen, die durch eine modifizierte Doppelfolge ersetzt werden kann, bei der keine Teilfolge ...010... oder ...101... mehr enthalten ist und sich dadurch eine niedrigere Bitfrequenz ergibt:
Durch diese Modifikation tragen nun nicht mehr nur 4 von 16 möglichen Mustern (wie bei der geglätteten 4-DPSK) eine Information. Es kommen 6 Abtastmuster des Trägersignals hinzu, von denen im Demodulator je 3 umkehrbar eindeutig wieder den Ursprungsmustern 0110 (rot hinterlegt) bzw. 1001 (gelb hinterlegt) zugeordnet werden können:
|
abgetastetes Trägersignal
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Zustand
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mögliches Trägersignal
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Min. Samples zum Sync.
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|
0000
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Korrektur
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1001
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keine
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|
0001
|
Korrektur
|
1001
|
keine
|
|
0010
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unmöglich
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-
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2
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|
0011
|
ok
|
0011
|
keine
|
|
0100
|
unmöglich
|
-
|
1
|
|
0101
|
unmöglich
|
-
|
2
|
|
0110
|
ok
|
0110
|
keine
|
|
0111
|
Korrektur
|
0110
|
keine
|
|
1000
|
Korrektur
|
1001
|
keine
|
|
1001
|
ok
|
1001
|
keine
|
|
1010
|
unmöglich
|
-
|
2
|
|
1011
|
unmöglich
|
-
|
1
|
|
1100
|
ok
|
1100
|
keine
|
|
1101
|
unmöglich
|
-
|
2
|
|
1110
|
Korrektur
|
0110
|
keine
|
|
1111
|
Korrektur
|
0110
|
keine
|
Die mit "unmöglich" markierten Zustände können bei einem optimierten Signal nicht auftreten, da sie in der Mitte wieder eine einzelne 0 bzw. 1 enthalten, die aber im Datenstrom nach der Modifikation (siehe oben) gar nicht mehr gesendet wird. Diese sechs Muster (in der Tabelle weiß hinterlegt) werden zum Verschieben des Abtastzeitpunktes in 90°-Schritten verwendet, um damit eine Phasensynchronisation zu erreichen. Es ist aber nicht unbedingt sichergestellt, dass diese sechs verbleibenden Muster immer schnell zu einer Phasensynchronisation führen. Um dieses Problem zu lösen und die Phasensynchronisation zu optimieren, können folgende Eigenschaften der optimierten Muster und des Systems ausgenutzt werden:
- Eine Folge aus 4 gleichartigen Abtastwerten (0000 oder 1111), beginnt immer am Anfang oder in der Mitte eines 4er-Abtastintervalls von 28,1ms und nie nach dem ersten oder dritten Abtastwert.
- Es können maximal 8 gleichartige Abtastwerte (0 oder 1) in Folge auftreten, wenn zwei 270° oder zwei 90° Phasensprünge nacheinander moduliert werden. Diese maximal lange konstante 8er-Folge beginnt immer in der Mitte eines Abtastintervalls. Sie kann daher nur aus den drei aufeinander folgenden 4er-Abtastmustern: 1100 0000 0011 oder 0011 1111 1100 bestehen.
- Auf den höheren Ebenen findet eine Datenübertragung mit Prüfsumme statt. Wenn hierbei ein Fehler erkannt wird, dann kann dies zur Verschiebung der Abtastphase im Demodulator um 90° (einen Abtastzeitpunkt) verwendet werden.
Der zweite Punkt kann zu einer Erweiterung des Synchronwortes genutzt werden, das immer am Anfang jedes Pakets (siehe unten) gesendet wird. Das einfache Synchronwort $7E beginnt mit einem 01-Dibit, das als 270° Phasensprung gesendet wird. Erweitert man das Synchronwort um zwei weitere 01-Dibit, so treten die im zweiten Punkt beschriebenen Abtastmuster ...1000000001... oder ...0111111110... auf, da dadurch zwei benachbarte 270° oder 90° Phasensprünge codiert werden. Die sich nach der Demodulation ergebende Dibitfolge lautet dann 010101. Das Dibit auf der rechten Seite entspricht aber dem Anfangs-Dibit des einfachen Synchronwortes 01111110 auf der linken Seite. Insgesamt ergibt sich daher als Synchronwort für die optimierte 4-DPSK die Binärfolge 010101111110 bzw. $57E. Der Demodulator bleibt dadurch kompatibel zur geglätteten 4-DPSK und kann auch diese Aussendungen ohne Änderungen dekodieren, sofern die Grenzfrequenz des am Eingang liegenden NF-Filters nicht für die optimierte 4-DPSK reduziert wurde!
Die Flankenwechsel benötigen durch diese Optimierung nur noch maximal die halbe Anstiegsgeschwindigkeit. Sie können z.B. aus gespiegelten Teilstücken der ersten 90° der 35,1Hz-Trägerschwingung zusammen gesetzt werden. Im Vergleich mit der geglätteten 4-DPSK erkennt man bei gleichem Informationsfluss den deutlich ruhigeren Signalverlauf:
Die Komplementierung eines einzelnen Bits entspricht einer Glättung des zeitlichen Signalverlaufs bzw. einer Unterdrückung hoher Frequenzanteile. Das Spektrum der optimierten 4-DPSK wird dadurch schmaler...
...und ist zu tieferen Frequenzen verschoben. Es hat sein Maximum jetzt bei der halben Trägerfrequenz (17,55Hz). Die erste Nullstelle (Marker: x) liegt bei 105,3Hz. Alle höheren Spektralanteile sind wegen der Signalformung der Flanken bereits um mindestens 40dB abgesenkt. Da das Telemetriesignal mit -26dB Unterpegel gesendet wird, verlieren sich alle höheren Spektralanteile im Rauschen des Übertragungskanals (<60dB) und können nicht stören.
Die Optimierung der 4-DPSK erreicht nahezu die minimal mögliche Bandbreite von 2Bit/Periode x 35Hz = 70Hz. Der verbleibende Unterschied ist darin begründet, dass die Anstiegsgeschwindigkeit des modulierten Signals für Signalabschnitte länger als 28ms (35,1Hz) noch geringer sein könnte, ohne dass man Information verliert. Dies lässt sich durch ein phasenlineares Tiefpass-Filter problemlos nachholen. Der CTCSS-Bereich wird durch die optimierte 4-DPSK dann vollständig von störenden Beeinflussungen frei gehalten:
Die Signalaufbereitung ist bereits so gut, dass man im TX i.d.R. kein zusätzliches Filter mehr benötigt. Es reicht aus, nur im Dekoder einen TP mit minimal 70Hz Grenzfrequenz zur Trennung von STT- und Sprachbereich zu verwenden. Jedoch sollte immer sichergestellt sein, dass die Nutz-NF des TX keine Spektralanteile unterhalb von etwa 100Hz mehr hat. Andernfalls muss im Sender ein entsprechend steiler Hochpass im Nutzkanal nachgerüstet werden, damit der STT-Bereich nicht gestört wird! Zugleich muss der TX in der Lage sein, tiefe Frequenzen, möglichst bis hinab zu 1Hz, übertragen zu können. Ein FSK-Eingang mit Gleichspannungskopplung ist vorteilhaft!
4. Paketstruktur
Grundlage der Codierung ist der Aufbau einer Datenstruktur, die aus Befehlscode und Operanden besteht, die zur Ausführung des Opcodes erforderlich sind. Jedes Paket besteht aus einer Anzahl von Bytes zu je 8 Bit, das synchron übertragen wird. Jedes Paket beginnt mit der Rahmenkennung 0b01111110 = $7E (bzw. 0b010101111110 = $57E bei der optimierten DPSK). Um zu verhindern, dass Nutzbytes ebenfalls diese Bitfolge im seriellen Datenstrom aufweisen und fälschicherweise als neue Rahmenkennung erkannt werden, wird vom Coder bei der Übertragung der Nutzdaten (grauer Block im Bild) nach fünf 1-Bit in Folge ein 0-Stopfbit hinzugefügt, das im Dekoder wieder entfernt werden muss:
Die Rahmenkennung ohne Stopfbit wird zur Paketsynchronisation verwendet. Wird während des Empfangs eines noch nicht abgeschlossenen Pakets auf der Bit-Ebene eine neue Rahmenkennung erkannt, so beginnt die Dekodierung wieder von vorne und alle bisher unfertig empfangenen Informationen werden verworfen. Dieser Zustand wird nicht als Paketfehler gewertet.
Enthält das vollständig empfangene Datenpaket kein Byte, so sind lediglich Rahmenkennungen gesendet worden. Dieser Zustand ist i.d.R. nur dann erforderlich, wenn die Übertragung zu einem genau definierten absoluten Zeitpunkt (Referenz ist DCF77) stattfinden soll. Dies ist z.B. bei Zeit-Paketen sinnvoll. Der reguläre Aufbau eines Datenpakets besteht aus mindestens 2 und maximal 68 Datenbytes. Das erste Byte enthält die Anzahl der noch folgenden Datenbytes. Der Wert 0 ist möglich und dient zur Phasensynchronisation des Dekoders beim Aufbau einer Verbindung. Das letzte Byte ist eine 8-Bit CRC-Prüfsumme nach CCITT, die über den Modulo-Divisor 0b00110001 als 8-Bit Rest generiert wird. Um Probleme mit langen 0-Datenfolgen zu vermeiden, beginnt die Berechnung bei jedem Paket mit dem Startwert $FF.
Die 66 Nutzbytes werden nicht in jedem Paket benötigt. Ihre Anzahl und Funktion hängt vom ersten Nutzbyte ab. Dieses Byte wird als Opcode betrachtet, da es die weitere Funktion steuert:
Der Aufbau des Opcodes geht von der bei der STT-Übertragung verwendeten RADIX37-Codierung von ASCII-Zeichen aus. Diese Codierung belegt im höchsten Byte die Werte zwischen $00 und $98. Dies ist der Pseudo-Opcodebereich des STT-Systems. Liegt das erste Nutzbyte in diesem Bereich, so wird eine 4 Byte lange RADIX37-Codierung eines Calls mit nachfolgenden Telemetriedaten variabler Länge übertragen.
Alle echten Opcodes beginnen erst mit Werten zwischen $99 und $FF, wobei ein Großteil für zukünftige Coderaumerweiterungen reserviert ist und aus Kompatibilitäsgründen nicht frei belegt werden kann:
